<?xml version="1.0" encoding="GB2312"?>
                 <?xml-stylesheet type="text/css" href="http://www.pf001.com/blog/style/rsstyle.css"?>
                    <rss version="2.0">
                       <channel>
                          <title>lanlan527·lanlan527
                          </title>
                          <link>http://www.pf001.com/blog</link>
                          <description>网商博客</description>
                          <language>zh-cn</language>
                          <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                          <generator>http://www.pf001.com/blog</generator>
                          <managingEditor></managingEditor>
                          <webMaster></webMaster>

<item>
                             <title><![CDATA[ RF功率控制电路的电压级设定 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1595.html]]></link>
                             <description><![CDATA[??????典型的现代通信信号链由发射和接收端组成，两个部分都需要RF(射频)功率监测和控制(图1)。目前，在两部分电路中，RF功率的监测通常都采用将功率监测和基于基准电压设定点的自动增益控制(AGC)技术结合起来的技术。接收端的信号监测往往是在中频(IF)完成的，而发射端的功率监测则可以在RF或IF部分完成。两种最常见的方法是给控制链(往往在中频)添加一个可变增益放大器(variable-gainamplifier，VGA)，或者通过调节功率放大器(PA)的偏压直接对RF信号进行控制。在某些情况下，两种办法都可能要用到。

图1功率检测和自动增益控制技术常常被同时用于监测RF功率。
?
??????接收侧必须能够处理不同强度的信号。例如，天气变化或者发射源相对于接收机的快速移动，都会造成信号强度的变化。理想情况下，为了最大限度增加用于完成接收信号数字化的模拟/数字变换器(ADC)的信/噪比(SNR)，总是希望通过利用ADC的整个动态范围来提供一个恒定的信号功率级。为了实现这一目标，可以采用一个或者多个VGA来对输入信号进行调节，使之成为AGC环路的一部分。此外，在采样前进行可变增益放大还能容许电路采用分辨率更低而采样速率更高的ADC，这样一来就保证了经济性。
?
??????增益放大器的输出通过一个检测器进行测量，该检测器又产生与其输入信号rms成正比的DC电压。该DC电压与一个基准电压进行比较，所得到的差值则完成积分。这就构成了为VGA提供的增益电压的基础。基准电压的设定对应于接收信号的理想rms电压值(要为ADC进行处理)，它使得VGA对其输出作出相应的调整。该基准往往是固定的，它能通过一个电位计产生。不过为了确保能获得足够的分辨率，以保证所期望的值，还要小心操作。
?
图2?设定点电压必须是数字可编程的，因此往往采用一个DAC来提供相应的电压。
??????虽然在接收侧，电压的设定值要求较为简单明了，但在发射端的情况却较为复杂。可以采用同一基本AGC电路，但此时发射功率可能需要得到动态的调整。温度或者电池电压的变化会使功率放大器(PA)的输出出现波动。为了维持信号的强度而且保证辐射不超出相关法规规定的范围，要对PA的输出进行监测。监测信号是通过一个定向耦合器从输出信号功率中抽取一小部分信号来获得的，这部分信号被反馈给一个对数放大器，而后与一个设定电压值(Vset)进行比较。测量到的功率与设定电压值之间的差值将使误差放大器动作，调整VGA的偏压。其结果是实现了输出功率的重新校正，使之跟随Vset。如果必须改变输出功率的话，则也可以调整电压设定值。
?
??????电压设定点应该可以通过数字化的编程方式来设定，因此常常通过一个数模变换器(常常称为“辅助DAC”)来提供相应的电压。该环路的传递函数对Vset与输出功率之间的关系有着极其重要的影响，故有必要对环路进行校准(因为部件间存在着参数值的波动)。对于linear-in-dB传递函数来说，简单的2点校准就足够了。通过调节DAC电压来提供一种接近全部规定功率的输出功率水平，然后记录输入代码，就可以完成这一过程。随后，可以对DAC进行调整，以提供接近于最小水平的输出功率。该代码也被记录下来。这样，就可以计算出输出功率与电压设定点间的关系。如果检测器的传递函数是非线性的，则DAC的输入代码必须作出相应的规划。VGA的控制电压无需十分精确，但它必须具有单调性。相应的，DAC也应该保证变化的单调性。
?????DAC的另一个关键要求是尽可能减小偏移。如果输出偏移过大，发射机可能过早接通。更高分辨率的DAC可以实现对增益控制电压的更有力控制。一般来说，误差放大器的输入范围小于DAC的动态范围，因此只能使用与误差放大器的输入范围相对应的代码。另外，也可以对DAC的输出进行缩放，以便与误差放大器的输入实现匹配，从而增强对增益的控制分辩率(按dB/代码缩放)。
?
??????显然，功率级设定DAC在现代通信装置中有着重要的作用，而这些装置中的大多数是依靠电池供电的手持式产品。一旦DAC具有所期望的分辨率，而且能产生恰当的电压范围，功率和封装尺寸就变成关键性的考虑因素。AnalogDevices公司的DAC系列产品中的AD5641，将14bit的分辨率与低功耗特性结合了起来，其封装为紧凑的6引脚SC-70。以单个2.7V~5.5V电源供电时，它消耗的最大电流为100mA。对于可以忍受较低分辨率的应用来说，厂商提供了8、10和12bit的版本
。低功耗，保证单调性，先进的偏移修调技术，紧凑的封装外形，这些优点使得该种器件成为RF功率控制电路进行电压级设定的理想选择。
]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ Zarlink 推出低功耗调谐器 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1584.html]]></link>
                             <description><![CDATA[?卓联半导体公司(Zarlink)今天推出用于付费电视(PayTV)系统中的标准清晰度和高清晰度数字卫星电视接收机的ZL10037卫星调谐器。

ZL10037直接转换调谐器与ZL10313卫星解调器结合使用，提供了一种高性能低功耗的QPSK（四相相移键控）卫星接收机解决方案。与8-PSK解调器一起使用时，ZL10037调谐器还可提供HD标准的性能。

随着卫星付费电视运营商逐步在2005年和2006年铺开高清晰度服务，对高清晰度卫星机顶盒的需求必将极大增长。IMSResearch预测，到2010年，将有超过3300万家庭通过卫星接收高清晰度服务。

ZL10037器件对强大的相邻频道信号具有良好的抗干扰能力，非常适合付费电视系统。该单芯片直接转换调谐器可用于1–45MSps（每秒兆符号数）DVB-S（数字视频广播——卫星）、DSS（数字卫星系统）、和8PSK（8相相移键控）接收机系统。8PSK能力同时也可用于只有DVB-S2广播模式的系统。

“加电即忘”VCO（压控振荡器）免除了大多数竞争产品中对耗时的VCO校准的需要，而集成RF环通(loop-through)则最大程度地减小了外部元件的数量和成本。ZL10037调谐器功耗仅为500mW（毫瓦），通过可编程功耗优化设置，可进一步节省功耗。

卓联的ZLE10542参考设计，主要针对PayTVQPSK卫星接收机系统，它采用ZL10037调谐器和ZL10313解调器，是一个完整的前端解决方案，一个关键特性就是高速“盲扫”功能，解调器采用一个片上硬连线控制器在几乎不需要外部处理器干预的情况下达到极快的频道扫描能力。该解调器可在整个卫星1–45MSpsDVB-S符号速率范围内提供强大性能。

ZLE10542双芯片RF子系统在完全工作情况下功耗小于1W（瓦）。通过一个集成睡眠引脚可使功耗在待机模式时降低1000倍。

ZL10037调谐器已经全面量产，封装采用28引脚5×5mmQFN（四方扁平无引线）封装。]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 谈封装结构研发趋势 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1582.html]]></link>
                             <description><![CDATA[?3D封装有其结构上的优点，如其可将4颗128MBDRAM封装在一起即可成为一颗512MBDRAM，同理、4颗256MBDRAM亦可封装成一颗1GBDRAM。这种新一代之封装结构于实际应用上有其不可忽视之利基，国内厂家如南茂科技与盛开科技已有相关产品量产。此外、3D封装亦可将不同型态之芯片与MEMS、光学及RF组件结合在一起以增高其封装效率与电性/感测特质。3D封装之范例如Sharp将一颗16-MBFlashMemory与一颗2-MBSRAM以堆栈方式封装成一颗CSP（ChipScalePackaging）、NEC与3D-Plus的3M内存模块、IrvineSensors的3D封装结构(图一)、StaktekCo.的堆栈式封装制程与高速缓存模块（图二）、Intel的StackedCSPBGA（图三）及南韩LG半导体厂亦以堆栈法将两颗64-MBDRAM封装成一颗具128-MB功能的封装体。于未来电子相关产品与电子封装结构的趋势观来，结合芯片尺寸封装、覆晶与晶圆级封装的新一代3D封装技术之实用性已快速提升。
?3D封装一般可分为下列六种基本型态，(1)于个别封装完成后再进行堆栈，其中StaktekCo.为其代表(如图二)，(2)以焊线接合方式，其中Sharp、Fujitsu与Intel皆有相关产品（如图三），(3)以锡球形式进行堆栈（如图四），(4)Silicon-on-Silicon之接合型态，如以waferbonding方式接合之封装，(5)以软板型态折叠而成之3D封装，与（6）混合型态，如焊线与锡球混合、3D与平面式MCM结合而成的SIP等。3D封装虽可有效的缩减封装面积与进行系统的初步整合，然其结构较复杂且散热设计、电性特性、翘曲度及可靠度控制与组合良率等皆比单一芯片封装更具挑战度。就目前所采用的结构观之，大多数的3D封装皆不具可重工性。为提升组合良率，KGD（knowngooddie）的要求将很难避免。对3D封装而言如何增进其可重工性实为一重要且待积极改善的课题。目前国内大多数之3D封装皆采焊线连接式，将两个芯片上下堆栈后以SOP或BGA方式封装为主，两个芯片以上的3D封装在国内上尚不多见。
?晶圆级封装
自美国Sandia实验室发表其第一颗晶圆级封装（miniBGA，图五）至今已近十年。晶圆级封装种类繁多不胜枚举，如ShellCase的ShellOP&ShellBGA、Fujitsu的SuperCSP、FCT的UltraCSP、ChipScaleInc.的MSMT&MGA与Tessera的WLCSP等。WLP与常见的覆晶封装（FlipChip）主要的不同在于其缓冲层之设计与不需充填底胶(Underfill)。因少了underfill的保护，若结构设计不佳则WLP封装会因为芯片与基板间的热膨胀量不匹配而导致过高之热应力/应变而提早破坏。因此晶圆级封装最主要的设计概念之一就是借着适当的结构缓冲层及锡球几何控制与布置之设计，来降低层间热应力/应变以增加缓冲层、线路与锡球之可靠度。
由已知的结构观之，SuperCSP利用保护层(Encapsulant)以及铜柱(Copperpost)来减小因热膨胀系数差异而造成的热应力/应变，以增加此晶圆级封装结构的可靠度。UltraCSP与ShellCase的晶圆级封装皆不具有较佳的应力缓冲层。以上三种结构虽具有降低热应力/应变之缓冲层设计但并不完整，因此当封装体具有较大DNP(DistancefromNeutralPoint)时，将面临长时可靠度之考验。Tessera的晶圆级封装结构，虽其应力缓冲层结构甚佳但制程困难。综合近年来的晶圆级封装发展趋势而论，尽管有相当多之封装结构提出，然而就其所提供的测试环境与数据看来，WLP于大尺寸（如、10mmX10mm）的封装上，其可靠度仍无法于-55oC~125oC或-40oC~125oC的加速热循环测试（ATCT）环境下通过1000循环的考验。WLP至今仍尚未普及，其最大的障碍之一在于无法提高其于大DNP时之结构可靠度。如何增进晶圆级封装结构之长时可靠度以符合应用面之要求有进一步深入探讨之必要。
??覆晶结构因为有着underfill的保护因此其并无太大可靠度上的问题，其结构着重于已发展相当成熟的UBM、redistribution与bumping制程。Underfill虽可提高覆晶封装之可靠度，但亦造成其结构的不可重工性。对RF封装而言，underfill将会降低其效能。前面提过WLP与覆晶结构最大的不同点在于缓冲层与锡球等结构的设计。封装体之长时可靠度与其结构组成、各组件之几何尺寸、材料特性、锡球布置、垫片开口与开口型态（SMD或NSMD）等设计参数相关。晶圆级与3D封装之I/O布置、锡球型态、间距与尺寸经常因客户端的需求而变更设计。若以DOE（DesignonExperiment）的方式进行晶圆级/3D封装设计，因设计参数组合繁多则大量的试片制造势难避免，且DOE经常需经历数个巡回才可订出较佳规格。另、芯片之取得、实验载具制造、光罩、测试板与TC（ThermalCycling）测试等，都将耗费大量的时间与研发经费。以DOE进行新型封装开发的方式或许以技转为目标的FlipChipTechnologies（K＆S）与Tessera等公司可以为之，国内的大多封装厂皆无法为了某一种特定的晶圆级封装而从事如此庞大之研发。从研发的角度看来DOE总予人一种土法炼钢的感觉，经常从试片中看到了一些破坏现象却不知其物理行为与原因为何，为了解决此一现象于是又制造了另一批改良试片再试误一次。按过去美国Motorola的经验，以DOE进行手机开发至少需耗时两年才可完成，如此将无法满足time-to-market的需求。以仿真分析方式深入了解结构于各种环境下之物理行为以进行设计改良，并于设计参数选定后再搭配测试实验进行验证为目前世界级各大厂研发之主流。然分析所采用之方法、流程、结果判读及其误差与可信度与研发人员之专长是否相符及其素质息息相关。研发人员是否可适任此一研发主流不可不慎思。
??许多类型的厂家如半导体厂、bumpinghouse与封装厂等皆可从事WLP的制造。国内许多以bumping制程为主的厂家若欲从事WLP的自我研发，则必须引进有观念与有经验的力学专才以祢补bumping制程与WLP之间的研究人力空隙。如此才有机会克服结构可靠度的问题与缩短开发时程。许多厂家花了大量的人力、金钱与时间以类DOE的方式进行WLP的开发，其开发出来的结构有形而无神，产品的外观相当吸引人但依旧无法跨过可靠度测试与良率的鸿沟，至为可惜。就自我开发的WLP而言（技转除外），世界各大厂的研发团对都尚无法完全克服的问题，我们如果认为可以达成，那么一定有些击败他们的理由，执行计画前自我的认知是否充足值得深思。
??WLP至今除可靠度外尚有一亟待解决的测试技术障碍，也就是burn-in测试。一般而言WLP的锡球直径大约在400mm左右，各颗锡球间的高低差可高达数十mm，这个值远高过覆晶结构的锡球高低差。由于成本竞争上的考量，WLP的burn-in大多舍弃socket型态的测试而改采用waferlevelburn-in型式。目前所推出的waferlevelburn-in结构多采垂直式探针，这种型式的测试方法于锡球不平整的情况下显然有些锡球会先接触到探针，如此将造成过大的局部受力而导致芯片组件的破坏。此类型的探针结构是否可于不平整的锡球高低情况下退缩数十mm而不造成某些锡球与垫片承受过大应力，值得探讨。就测试的角度观之，WLP的锡球体积控制必须相当精准以避免于测试时造成不必要的破坏。一般而言、probecard能overdrive多少，除了与probecard本体结构相关外亦与受测之封装结构的局部区域能承受多少力量有关。影响到力量的参数如探针强度、probecard的基板强度与缓冲机制、WLP的锡球及垫片大小、缓冲层材质/厚度与芯片厚度等。同一片测试卡于测试不同封装结构或锡球/垫片大小时都必须经过力量的估算以免造成意想不到的芯片破坏。有些微裂纹或许初期不易测出，但已埋下日后加速破坏的因子。Waferlevelburn-in仍有许多亟待改善之处，其技术门槛相当的高，欲从事此一产品开发的厂家应仔细评估自己的制程与研发团队是否足以胜任与真正的了解其技术障碍何在。WLP于小尺寸芯片（如、6mmX6mm以下）及不要求burn-in的产品应用上仍占有极大的制造成本与尺寸优势。因其拥有不需要underfill保护的特性，因此具有极佳的可重工性。若将其应用于MCM、3D封装、MEMS与光电等整合系统上，不但可缩减尺寸亦可解决系统不可重工性的问题。]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 穷小伙阿库悠闲赚下2个亿 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1569.html]]></link>
                             <description><![CDATA[精干、自信、快乐、可爱、俏皮、2008创业人全听阿库的，阿库身上充满了
智慧。文艺爱好：画画(常对着IC画蜈蚣、对着发光二极管画荧火虫，对着
主板画小巷、草地、森林.....自认为画得不错)悠闲的它轻松快乐的工作也
可以赚大钱！
那我们就一起来看看什么叫阿库悠闲赚钱方法。
?
'
?

点击这进视频......]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 凌力尔特推单片线性电源管理、电池充电器 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1466.html]]></link>
                             <description><![CDATA[


　　凌力尔特公司(LinearTechnologyCorporation)推出单片线性电源管理器、理想二极管控制器和独立电池充电器LTC4067，该器件适用于便携式产品和电池备份系统。LTC4067可以接受USB电源、交流适配器或电池电源。它具有PowerPath控制功能，可向外部设备供电，也可从USB总线或交流适配器电源给单节锂离子/聚合物电池充电。该器件有片上内部过压控制电路，与外部P沟道MOSFET配合使用时，对输入提供13V保护。系统负载电流增大时，LTC4067自动降低电池充电电流，从而确保输入电流不超过编程值。为了在总线连接时保持电池充分充电，该集成电路将电源直接导引到负载处，而不是从电池中抽取功率。一旦电源被去掉，电流就通过内部200MΩ低损耗理想二极管从电池流向负载，从而最大限度地降低了压降和功耗。

　　用交流适配器供电时，LTC4067能够以高达1.5A对电池进行快速充电，也可通过外部引脚选择而把充电电流限制为全标度电阻器编程值的20%或100%，以符合USB输入电流限值规范。电池浮动电压预置为4.2V，在整个工业温度范围内保证0.8%的准确度。其它充电器功能包括热调节、自动再充电、NTC热敏电阻输入、涓流充电和坏电池单元检测。
　　LTC4067采用纤巧、扁平(0.75mm)12引脚4mmx3mmDFN封装，在-40℃至85℃的温度范围内保证工作。以1,000片为单位批量购买，每片起价为1.70美元。
LTC4067性能概要：
电池充电器/PowerPath管理器：
*13V过压保护控制器
*具4.2V浮动电压的全功能电池充电器
*高达1.5A的可编程充电电流
*热调节最大限度地增大了充电电流，无过热风险
*始自电压模式充电的内部两小时充电终止定时器
*可进行至电池电源的自动负载切换，并具有内部理想二极管和用于可选外部MOSFET的驱动输出
*NTC热敏电阻输入
*失效电池超时检测
可编程输入电流限制：
*用CLPROG引脚上的单个电阻设置和监视输入电流
*扁平(0.75mm)4mmx3mm12引线DFN封装??






?

]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 无铅焊料表面贴装焊点的可靠 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1465.html]]></link>
                             <description><![CDATA[






由于Pb对人体及环境的危害，在不久的将来必将禁止Pb在电子工业中的使用。为寻求在电子封装工业中应用广泛的共晶或近共晶SnPb钎料的替代品，国际上对无Pb钎料进行了广泛研究。其中，共晶SnAg和共晶SnAgCu钎料作为潜在的无Pb钎料，具有剪切强度、抗蠕变能力、热疲劳寿命好等特点。
?
在焊接过程中，熔融的钎料与焊接衬底接触时，在界面会形成一层金属间化合物(IMC)。其形成不但受回流焊接过程中温度、时间的控制，而且在后期的服役过程中其厚度也会随着时间的延长而增加。研究表明界面上的金属间化合物是影响焊点可靠性的一个关键因素。过厚的金属间化合物层会导致焊点断裂韧性和抗低周疲劳能力下降，从而导致焊点可靠性的下降。由于无铅焊料和传统的SnPb焊料的成分不同，因此它和焊接基板如Cu、Ni和AgPd等的反应速率以及反应产物就有可能不同，从而表现出不同的焊点可靠性。
?
本所全面而系统地研究了Sn96.5Ag3.5、Sn95.5Ag3.8Cu0.7和Sn95Sb5等无铅焊料和多种基板及器件所形成表面贴装焊点的可靠性，现就一些研究成果做一简要介绍。
?
无铅焊料与Au/Ni/Cu焊盘所形成焊点的可靠性实验选用的表面贴装元件为1206型陶瓷电阻。FR4印刷电路板上的焊盘结构为Cu/Ni-P/Au，其中，Ni-P层厚度为5mm，P含量为12at%。所用焊料为以上几种无铅焊料以及62Sn36Pb2Ag。用剪切强度测试方法考察焊点在150℃时效过程中的可靠性。
?
图1为SnAg/Ni-P/Cu焊点的扫描电镜照片。在SnAg/Ni-P界面发现有Ni3Sn4生成，其厚度随时效时间而增加。SnAg焊点由Sn基体与镶嵌于其中的Ag3Sn颗粒组成，在界面附近有少量的片状Ni3Sn4，这是由于在回流过程中溶于焊料中的Ni在其后的冷却过程中析出而形成。与SnPbAg焊点相比，时效后的SnAg焊点微组织的粗化要轻微得多，Ag3Sn颗粒的大小几乎不随时效时间变化。
?
图2为SnPbAg和SnAg焊点的剪切强度与时效时间的关系。可见，SnPbAg焊点的强度随时效时间的延长而下降，经1000h时效后，其强度下降29%。而SnAg焊点在时效初期，其强度比SnPbAg焊点高，但250h时效后，焊点强度剧烈下降。时效结束时，其强度已不足原有强度的30%。断口分析表明，SnPbAg和SnAg焊点的断裂方式明显不同。对于SnPbAg焊点，时效前，焊点在焊料内部塑性断裂；随着时效的继续，Ni3Sn4层厚度增加，裂纹在Ni3Sn4层内及其与Ni-P界面处产生，并使焊点的剪切强度下降。SnAg焊点在时效的开始阶段断裂方式与SnPbAg焊点相同，但超过250h时，Ni-P层开始从Cu基体上脱落，焊点剪切强度大幅度下降。
?
在回流及时效过程中，焊料与Ni-P层间会发生互扩散，在界面形成金属间化合物。Ni-P与Cu基体之间的结合强度主要是通过Ni-P在化学镀过程中填充Cu表面的微小凹坑互相咬合和通过原子间作用力而得到的。在400℃以下，Ni-P与Cu之间的互扩散不会影响界面结合强度。本试验中，Cu/Ni-P层状结构在回流焊接及时效处理过程中所承受的温度均低于300℃，所以热处理本身不会对Ni-P/Cu的结合强度产生很大影响。焊料和Ni-P中的互扩散组元分别为Sn和Ni。电子探针测试表明，界面上的Ni3Sn4层中探测不到P，即P只存在于剩余的Ni-P层中。P被排斥出互扩散层是由于其在Ni-Sn金属间化合物中的溶解度很小所致，而这将导致剩余Ni-P层中P含量上升。图3为SnPbAg和SnAg焊点中剩余Ni-P层中心部位的P含量的电子探针测定结果。从中可见，未经时效处理的SnAg焊点中Ni-P层P含量就已较高，在时效过程中又以较高的速率上升，直至约250h后达到饱和。显然，回流过程中SnAg与Ni-P反应较快是时效前Ni-P层P较高的原因。而在其后的时效过程中，虽然SnPbAg和SnAg与Ni-P的反应速率基本一致，但由于此时SnAg焊点中剩余Ni-P层比SnPbAg焊点中的薄，等厚度Ni-P的消耗仍然会导致SnAg焊点中Ni-P层P含量以较快的速率上升。Ni-P层P含量的快速积累同时意味着Ni的快速消耗，即剩余Ni-P中的Ni向SnAg焊料一侧扩散，最终会导致Cu/Ni-P界面上有较多的Kirkendall孔洞的生成，使Cu/Ni-P结合强度下降。SnPbAg与Ni-P的反应较慢，对Ni-P/Cu的结合强度的影响则较小。
?
SnAgCu以及SnSb与SnAg焊点的情况相似，时效过程中都发现Ni-P层从Cu上脱落的现象，因此，当使用高锡无铅焊料时应选用较厚的Ni-P层或其他种类的焊盘结构。
?
无铅焊料与Cu焊盘所形成焊点的可靠性
图4为回流焊接及在150℃时效前和1000h后SnAg/Cu焊点靠近界面处的扫描电镜照片。没有时效过的焊点由以下几相组成：位于SnAg/Cu界面的锯齿状Cu6Sn5层(图a),镶嵌在Sn基体中的Ag3Sn和Cu6Sn5颗粒。经时效后的样品，在Cu6Sn5层与Cu界面处出现Cu3Sn层(图b)。金属间化合物层的厚度随着保温时间的延长而增加，其与钎料的界面由细小的锯齿型逐渐向大波浪型转变。62Sn36Pb2Ag/Cu界面结构和SnAg焊点相似，没有时效过的样品在界面处只有Cu6Sn5生成，但其厚度大大小于SnAg/Cu间所形成的金属间化合物的厚度。
?
金属间化合物层的生长速率取决于原子在化合物中的扩散速度和界面生成化合物的反应速度两个因素。若扩散速度小于反应速度，则扩散速度是化合物生长的控制因素，此时，化合物的生长符合抛物线规律，即：
x2=Dt
?
x为化合物厚度，t为反应时间，D为金属间化合物生长速率常数。SnAg和SnPbAg与Cu反应生成的化合物厚度与反应时间的曲线如图5所示。对于这两种钎料来说，化合物的厚度均与反应时间的平方根成正比，表明其与Cu的反应均是由扩散控制的。SnAg和Cu的金属间化合物在开始阶段较SnPbAg和Cu的厚，但随着保温时间的延长，这种区别逐渐减小，最终SnPbAg/Cu焊点中Cu-Sn化合物厚度超过了SnAg/Cu的化合物厚度，表明在150°C下，SnAg与Cu的反应要比SnPbAg与Cu的慢。
?
图6为SnAg及SnPbAg焊点的剪切强度与时效时间的关系曲线。从中可看出：SnAg焊点的剪切强度比SnPbAg焊点的高；两种焊点的剪切强度均随着时效时间的延长而下降。经过1000h的处理后，SnAg焊点的强度下降了13%，而SnPbAg的则下降了18%，表明SnAg焊点受时效的影响较SnPbAg所受的要小。SnAg/Cu焊点中金属间化合物生长较慢是其剪切强度受时效影响较小的主要原因。
?
器件端头金属化层对无铅钎料焊点的影响
图7a-b为当器件端头金属化层为AgPd/Ni时的SnPbAg和SnSb表面贴装焊点(以下简称AgPd/Ni/SnPbAg和AgPd/Ni/SnSb焊点)的整体形貌。可见，SnPbAg和SnSb钎料完全浸润器件金属化层及印刷线路板上的Cu焊盘，焊点形状理想。图8a-b为器件端头金属化层为AgPd时的SnPbAg和SnSb焊点(简称AgPd/SnPbAg和AgPd/SnSb焊点)的整体形貌。对于AgPd/SnPbAg焊点而言，钎料在Cu焊盘及AgPd层上有效铺展，焊点形状良好。而AgPd/SnSb焊点中，大量的SnSb钎料集中在器件端头而未在Cu焊盘上完全铺张，未形成理想的倒角(fillet)。另外，此焊点中存在较多的孔洞。
?
焊点电镜照片及元素面分布图表明SnSb/AgPb焊点中AgPd在回流焊接过程中被完全消耗，器件陶瓷基底与钎料接触。SnSb与AgPd的剧烈反应使大量AgPd溶入钎料，从而使钎料的熔点上升、粘度增大、流动性下降。钎料粘度增大可能是钎料集中在器件端头区域而不在Cu焊盘上充分铺展的主要原因。同时，钎料的流动性差也不利于焊接过程中助焊剂挥发而产生的气体的排出，在焊点中易形成孔洞。而在SnSb/Ni/AgPd焊点中由于Ni层的阻挡作用，焊料和AgPd不发生反应从而形成了完美的焊点。
?
SnPbAg与AgPd的反应缓慢因而焊点形状较好。
焊点电镜照片及元素面分布图表明SnSb/AgPb焊点中AgPd在回流焊接过程中被完全消耗，器件陶瓷基底与钎料接触。SnSb与AgPd的剧烈反应使大量AgPd溶入钎料，从而使钎料的熔点上升、粘度增大、流动性下降。钎料粘度增大可能是钎料集中在器件端头区域而不在Cu焊盘上充分铺展的主要原因。同时，钎料的流动性差也不利于焊接过程中助焊剂挥发而产生的气体的排出，在焊点中易形成孔洞。而在SnSb/Ni/AgPd焊点中由于Ni层的阻挡作用，焊料和AgPd不发生反应从而形成了完美的焊点。SnPbAg与AgPd的反应缓慢因而焊点形状较好。
?
在四种焊点的剪切强度中，SnSb/Ni/AgPd焊点的强度最高，其次为SnPbAg/Ni/AgPd和SnPbAg/AgPd，SnSb/AgPd焊点的则最低。SnSb/AgPd焊点的低强度也是由于AgPd与SnSb钎料的剧烈反应而导致钎料与器件的陶瓷基底直接接触而造成的。
?
结论
A.高锡含量的无铅焊料和Au/Ni-P/Cu结合时，如果Ni-P层较薄，焊料和Ni-P间的反应会导致Ni-P/Cu界面的强度剧烈下降，从而影响焊点的可靠性。
?
B.无铅焊料与Cu结合时，由于其与Cu在时效过程中的反应较缓慢，此类焊点能保持较高的剪切强度。
?
C.使用无铅焊料时，片式陶瓷元件的端头需要Ni作阻挡层。无铅焊料直接焊接AgPd会产生形状和可靠性很差的焊点。



]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 圣邦微视频信号开关SGM330A具高带宽和低导通电阻等特点 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1460.html]]></link>
                             <description><![CDATA[　　圣邦微电子最近推出的视频信号开关SGM330A为一款4通道、双向、单刀双掷CMOS视频模拟开关，其所具有的高带宽、低导通电阻、以及高隔离度的特点比目前市场上的同类产品具有更好的性能，可以直接代替Pericom的PI5V330，TI的TS5V330，Fairchild的FSAV330。可广泛应用于高端视频系统中，比如高清电视、摄像机、机顶盒、DVD等产品。?

　　SGM330A采用+5V单电压供电，具有高带宽(500MHz)，低微分增益(0.51%)，低微分相移(0.01度)，低导通电阻(6ohm)以及高隔离度(f=10MH时，Crosstalk为-60dB)的特点,非常适合于视频信号的切换，它是视频信号开关切换的一款高性能、低成本的解决方案。?

　　SGM330A完全采用无公害无铅环保封装，工作温度范围为-40℃到+85℃，封装形式为QSOP-16，TSSOP-16和SOIC-16。
]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 新型高性能锂离子电池充电器的设计方案 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1459.html]]></link>
                             <description><![CDATA[　　锂离子电池因具有体积小、重量轻与能量密度高等优势，所以在GSM/CDMA和高端便携式产品(如数字相机、摄像机等)中被广泛应用。锂离子电池在使用中为避免过充电、过放电对其造成的损害，而对保护电路要求较高。从而要求锂电池充电器具有严格与完善的安全保护特性。

为此，应用新型的DS2770和DS2720芯片可以设计一个具有充电控制、电源控制、电量计数、电池保护、计时和对电池组能识别等功能的高性能锂电池充电器，其原理图如图1所示。它可替代目前市场上已有的锂电池保护／充电控制电路（充电器）。

2充电组合电路（充电器）的组成

2.1电路组成

如图1所示，整个组合电路由DS2770充电控制器／电量计、DS2720电池保护器、DS2415实时时钟（RTC）三个芯片组成。它们均公用一个地(VSS或Gnd)、电源(Vdd)和通信线(DQ或DATA)。而所有的电容(从C1到C10)和电阻(从R1到R12)的作用是对干扰信号滤波及对ESD（静电放电）的保护。

该充电器的负载(即主设备)是通过PACK＋和PACK－引脚获得电源的，而充电器与主系统的数据通信是通过标准的l－Wire接口(标为DATA)进行。DS2720芯片的的PS引脚和主系统的开／关控制相连接,且作充电器的使能输入(低电平有效)。图1中引脚Chargesource可连接到充电电源,而充电电流能按照电池额定的充电条件加以限制,其充电电压最高至15V。

整个充电器在工作模式下消耗不足100μA的典型电流，而处于静止状态(即锂电池不处于充电状态)时典型消耗电流不到20μA。

2.2DS2770芯片功能与特点

DS2770是一款集成了电池电量计量和锂离子或镍基电池充电控制器的新型芯片,其框图如图2所示。它还包含一个可选择的25mΩ检测电阻，用来实现充电电流测量。内置的测量电路能检测电压和温度值，作为充电终止的判据和安全充电环境的判据。所有测量结果保存在16字节的SRAM存储器中，它的40字节的EEPROM留给用户使用。与主系统所有信息交换都通过它的标准的l－Wire通信接口实现。该芯片为低功耗,工作状态耗电仅为80μA，静态消耗电流为0.5μA。

Vin电池电压检测输入。

3充电组合电路的保护特性

如图1所示，应用外接的二只N沟道MOSFET(IRF840)Vp3与Vp4和DS2720芯片来实现对单体锂离子或锂聚合物电池安全保护，即可以达到保护电池免受过量充电、过量消耗、过高放电电流以及过高温度损害等。DS2720具有涓流充电功能，可恢复已深度放电的电池。用主系统软件还能够通过DS2720与DS2770芯片的引脚DQ检测到电池产生故障的原因并由主系统向用户汇报。

需要指出的是MOSFET管被接在了充电组合电路的高端，位于充电电源和锂离子电池正端之间。为确保其数据在发生保护性故障或当充电组合电路处于休眠模式时不丢失，最好由锂离子或锂聚合物电池直接给DS2770和DS2415供电。否则的话，当MOSFET被关掉时数据将丢失。该DS2720芯片为低功耗,工作状态耗电仅为12.5μA，静态消耗电流为1.5μA。

DS2720引脚及其功能如下：

PLS电池组的正端输入；
PS系统(功率)开关检测输入，低电平有效；
DQ数据输入/输出；
CP电量储存容量；
CC充电控制输入；
DC放电控制输出。

4充电与控制

DS2770的功能之一是利用简单的限流型电源给电池充电，通过控制外部PNP晶体管Vp1(FMMT718型)和Vp2(4403型)，DS2770能以恒定电流给锂离子或锂聚合物基的电池组进行均充电，直到电压上升到工厂设定的4．1V或4．2V限值。然后，它以脉冲充电方式注满电池。

DS2770还提供了一个辅助的充电终止控制，即当电池温度超过＋50℃或电池的充电时间超过用户设定的最大充电时间时均能终止充电。要启动充电，只需接个限流型电源(最高15V)到Chargesource端即可。

5充电电量计数

DS2770也可用作一个高精度电量计。电流测量通过一个内部的25mΩ检测电阻实现(见图2)，其最低分辨率为62.5μA，动态范围高达±2A的平均电流。
在GSM／CDMA应用中，DS2770可十分容易地跟踪放电电流，它内部的自动补偿功能可在芯片整个工作范围之内保持测量的精确度,并能对所累加的电流、电压和温度进行实时测量，再加上保存于DS2770内EEPROM的电池特性数据，使得主系统处理器能够精确计算出电量，同时仅消耗很少的系统资源。由于DS2770直接由电池驱动，电量计数信息在电池组被拿开或由于保护性故障电源失效时不会被丢失。

6实时时钟RTC

DS2415为主系统提供了一个精度达2分钟/月的RTC。它需要一个32.768kHz／6pF的外部晶体连接到DS2415的引脚Xl和X2。由于DS2415直接由电池供电，这种结构是其它充电器电路所没有的。而将DS2415时钟置于MOSFET管的内侧，可以为主系统提供一个高精度保障的时钟，甚至当主系统电源失去时也可以保持正确的时间信息，免去了在主系统中增加超级电容或纽扣电池作为备用电源的麻烦。

DS2415引脚功能如下：

Vbat电源输入脚2.5～5.5V。

7电池组信息的保存

DS2770含有40字节的EEPROM留给用户访问，而DS2720又额外增加了8个字节。电池组制造商可以利用这些空间保存相关的电池组信息，例如电池化学类型，组装日期，用于电量计数的电池特有信息等，一旦写入EEPROM将永久锁定，甚至于当主系统电源丢失和ESD事件发生时仍能保证数据的完整性。此外，每个芯片具有一个唯一的64位序列码，以便于让主系统或充电器识别。

8结语

按此方案实施的高性能锂电池充电组合电路（充电器）具有较高的性能价格比，即功能优异而成本低廉。]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 数控直流稳压电源  (五) ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1458.html]]></link>
                             <description><![CDATA[　　本例介绍的数控直流稳压电源电路，使用控制按钮来选择输出电压(1.5-15V步进式变化)的高低，采用发光二极管来指示输出电压值，具有调节方便、显示直观等特点。
　　电路工作原理
　　该数控直流稳压电源电路由稳压电路和输出电压控制电路组成，如图5-24所示。

　　稳压电路由电源开关Sl、电源变压器T、整流桥堆UR、电容器Cl-C3、三端稳压集成电路ICl、IC3和电阻器RO-RlO等组成。
　　输出电压控制电路由控制按钮S2、复位按钮S3、电阻器R1l-R31、晶体管Vl-V10、发光二极管VLl-VLlO和十进制计数/分配器集成电路IC2等组成。限于篇幅，电路中Rl2-Rl9、R22-R29、VL2-VL9和V2-V9未画出。
　　接通Sl，交流220V电压经T降压、UR整流、Cl和C2滤波后，一路作为稳压输人电压加至lC1的3脚，经ICl稳压后输出;另一路经lC3稳压为+9V，作为IC2的工作电源。
　　IC2在通电复位后，其YO端(3脚)输出高电平，使Vl导通，Rl经Vl的导通内阻接地，而接人稳压电路(R2-RlO经Vl的导通内阻对地短路)使ICl稳压后的输出电压为+1.5V;同时VLl点亮，指示输出电压值为+1.5V。
　　按动一下S2，lC2的CP端(14脚)输入一个高电平脉冲，IC2开始计数，其Yl端输出高电平，使V2导通，Rl和R2接人稳压电路(R3-RlO经V2的导通内阻接地短路)，lCl的输出电压升至+3V，VL2点亮;与此同时，IC2的YO端变为低电平，Vl截止，VLl熄灭。
　　连续按动S2，lC2的YO-Y9输出端将依次轮流输出高电平，ICl的输出电压以1.5V步迸升高，同时相应的发光二极管点亮，指示出输出电压值。当IC2的Y9端输出高电平时，VlO导通，Rl-RlO全部接人稳压电路，ICI的输出电压为+1.5V;同时VLlO点亮，指示输出电压为+l5V。
　　按动复位按钮S3后，IC2强制复位，其YO端输出高电平，ICl的输出电压为+1.5V。
　　改变RO-RlO的阻值，可改变稳压输出电压的高低。
　　元器件选择
　　RO-RlO均选用1/2W精密金属膜电阻器;Rll-R31选用1/4W金属膜电阻器或碳膜电ICl选用LM317型三端可调稳压集成电路;IC2选用CD4017或MCl4017型十进制计数/分配器集成电路;IC3选用LM7809或CW7809型三端稳压集成电路。
　　T选用1OW、二次电压为18V的电源变压器。
　　S1选用250V、触头电流容量为5A的电源开关;S2和S3均选用微型动合按钮。]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 安全性是车载锂离子充电电池走向实用的关键因素 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1452.html]]></link>
                             <description><![CDATA[　　用于混合动力车的充电电池及大容量电容器相关会议—“第7届国际高级汽车电池与超级电容研讨会(AABC-07)”于2007年5月16日～18日在美国加州长滩举行。与会人员约为700人，分别来自汽车制造商、电池生产商、材料生产商和制造设备生产商等。他们在会场上大量收集车载充电电池的相关信息，对于锂离子充电电池在混合动力车中的应用前景表现出了浓烈的兴趣。
　　AABC的主办方美国市场咨询公司AdvancedAutomotiveBatteries的总经理MenahemAnderman分析认为，与2006年相比，尽管混合动力车的市场规模在2010年将会扩大1.7倍，出货量增加到约110万台，但其中采用锂离子充电电池的比例将非常低，按金额计算大约只占全部混合动力车充电电池市场的5％。
　　这种情况意味着，预定在2008年上市的丰田第三代Prius混合动力车将不会采用锂离子充电电池。一直以来，汽车及车载电池相关人士一直认为Prius会是最先采用锂离子充电电池的汽车。但由于笔记本电脑和手机中的锂离子充电电池在2006年相继发生起火事故，人们对于锂离子充电电池安全性的要求因此变得更加严格。汽车制造商在采用锂离子充电电池的问题上，也不得不采取谨慎的态度。
　　Prius的年出货量将近20万台，约占全球所有混合动力车出货量的50％。如果丰田汽车公司因为在Prius中采用了锂离子充电电池而发生问题的话，那么，公司在混合动力车方面建立起来的信誉就可能会彻底消失。因此，在采用锂离子充电电池的问题上，比较现实的策略是，首先在年出货量较少的车型上开始尝试，等达到一定的可靠性之后，再扩大其应用范围。
实际应用至少还需两年
　　在混合动力车领域中处于领先地位的丰田汽车公司尚且如此，其它的汽车制造商要采用锂离子充电电池至少还需要花费两年以上的时间。这主要是因为这些汽车制造商直到最近才开始和电池生产商建立合资公司，准备向汽车制造商提供大批量生产的电池单元。
　　据了解，在汽车行业中，决定要采用一种零部件之后，最少也需要花费两年的时间进行可靠性试验等评估工作。因此，不论是日产汽车、NEC及NEC东金(NECTokin)的合资公司，还是三菱汽车、GS汤浅及三菱商事的合资公司，如果其量产产品从现在开始进行可靠性试验的话，最快也要到2009年之后才有可能被市场上销售的汽车所采用。
　　尽管如此，日本的汽车制造商在推动锂离子充电电池的汽车应用方面还是很努力的。而美国的汽车制造商在这方面的表现则不是很积极。
　　美国通用汽车和福特汽车公司正在制订将混合动力车推向市场的计划，在此基础上，他们理应更深入地参与锂离子充电电池的开发工作，并积极推动插入式混合动力车的实际应用。但是，目前在通用汽车公司、福特汽车公司、戴姆勒-克莱斯勒汽车公司所参与筹划的USABC(美国先进电池联盟)中，虽然正在推进作为国家项目的混合动力车锂离子充电电池的开发工作，但在如何投入大批量生产的问题上，前景并不明朗。这是因为，美国虽然有许多从事锂离子充电电池开发的企业，但是，涉足大批量生产技术的企业却几乎没有。
各厂商的材料选择大不相同
　　在需要极高安全性的车载锂离子充电电池中，应该如何选择正极材料、负极材料、电解液及隔膜，各汽车制造商及电池生产商的想法大不相同。
　　现在，主流锂离子充电电池的正极通常采用LiCoO2、负极采用石墨，当温度达到150℃左右时，正极材料会产生氧气，并和电解液发生反应，出现异常发热的现象。因此，日产汽车和NEC集团想要采用很难产生氧气的LiMn2O4作为正极材料。
　　另一方面，丰田汽车、松下电池工业以及GS汤浅公司则认为，LiMn2O4因为锰的溶出而会导致寿命不稳定，同时，其能量密度与现在的锂离子充电电池相比有所降低。因此，他们打算采用镍类正极材料，并正在推进相关的研发工作。镍类正极材料可分为两种，即LiNi0.85Co0.15A10.05O2和LiNi1／3Mn1／3Co1／3O2，它们产生的热量和耐热温度也不一样(见图2)。为了提高电池的安全性，汽车制造商及电池生产商在研究正极材料特性的同时，也在使用不同的负极材料、电解液及隔膜反复进行试验，以找到最合适的组合。




20071019112811570.jpg"width=360>




　　在此次的AABC-07上，各厂商就提高锂离子充电电池安全性的新措施发表了多篇演讲(见表1)，并展出了一系列具有高耐热性能的产品。




20071019112811493.jpg"width=360>




A123系统公司领先一步
　　许多公司都选择了采用LiFePO4作为锂离子充电电池的正极材料，虽然其平均电压很低，只有3.5V，能量密度也很低，但在高温下的安全性却非常高，并且价格稳定。因此，厂商对LiFePO4寄予了厚望。
　　在实际应用方面，美国A123系统公司处于领先地位。在此次的AABC-07上，他们就LiFePO4正极材料的特点及电池单元盼性能进行了两次演讲。A123系统公司从2005年11月就开始向美国电动工具制造商Black&Decker公司提供电池单元。目前，该公司正在开发面向混合动力车及插入式混合动力车的电池单元。
　　A123系统公司正在加快向汽车行业扩展业务的步伐，2007年5月，他们收购了生产燃料电池单元及插入式混合动力车电池单元的加拿大Hymotion公司，并在中国建立了面向车载锂离子充电电池的批量生产线。
　　据介绍，A123系统公司的正极材料利用了在粒径很小的磷酸铁中适量添加碳素的方法，从而提高了电池的充放电周期寿命特性。该公司的试验结果表明，其面向插入式混合动力车所开发的电池单元在放电深度(DOD)100％的条件下经过3000个充放电周期后，仍然能维持90％的容量。
体积膨胀率很小的负极材料
　　美国EnerDel公司展示的混合动力车锂离子充电电池引起了人们的注意。这款电池的正极采用了业内公认安全性较好的LiMn2O4，负极则采用了安全性更高的Li4Ti5O12。Li4Ti5O12不仅能够提高安全性，还可以提高电池单元在低温下的放电特性和在整个温度区间内的充放电周期寿命特性。
　　和通常的石墨不同，Li4Ti5O12与电解液之间的界面上不会形成SEI(固态电解质界面)薄膜，因此，内阻不会增加。而且，由于不会产生树枝状晶体，电池单元也能够避免热失控现象。为了证明这种电池单元具有很高的安全性，EnerDel公司在演讲中播放了一段录像，展示了用人手对电池单元进行钉刺试验时的情况。
　　在放电特性方面，该电池单元的放电率可以达到50C。而且，由于内阻较低，并可以利用与石墨作负极材料时不同的电解液，因此在低温下的放电特性也很优异。在放电率为1C时的试验结果表明，-30℃的条件下可以确保90％以上的放电容量。
　　对于充放电周期寿命特性来说，EnerDel公司在温度55℃、DOD100%、放电率5C的条件下反复对电池单元进行充放电，基本没有出现容量下降的现象。上述性能得以实现的原因在于，在进行充放电的过程中，Li4Ti5O12的体积膨胀率很小，还不到0.2％，即使反复进行充放电，晶体结构也不会崩溃。相比之下，石墨的体积膨胀率通常为9%左右，限制了其充放电周期寿命特性的提高。
　　不过，因为新开发的电池单元的平均电压很低，仅为2.5V，同负极采用石墨的锂离子充电电池相比，其缺点是能量密度较低。所以，EnerDel公司认为，此次开发的电池单元不适合用于电动汽车，而最适合于需要高输出功率的混合动力车。
能替代LiPF6的电解质盐
　　在电解液方面引起人们关注的是美国AirProductsandChemicals公司发布的Li2B12FxH12-x。据介绍，用Li2B12FxH12-x替代目前在电解液中的主流电解质盐LiPF6，可以提高锂离子充电电池在高温下的充放电周期寿命特性。该公司认为，Li2B12FxH12-x的氟化水平越高(即x值越大)，则效果越好。它适用于采用LiMn2O4或LiNi1／3Mn1／3Co1／3O2等含有锰的材料作正极的锂离子充电电池。公司表示，将这种材料作为锂离子充电电池中电解液的电解质盐利用时，最重要的是水和氯化物离子(C1-)的含量，目前已确认，在生成时可以将其分别控制在20ppm和2ppm以下。今后，将加快开展面向实际应用的研发工作。
　　此外，宇部兴产公司就具有不可燃性的电解液材料发表了演讲。该公司提供的试验结果显示，即使在电解液(1M-LiPF6Ec／MEC)中添加20质量％的难燃性溶剂或是难以燃烧的离子性液体，电解液仍然会燃烧。难燃性溶剂包括TMP(三甲基磷酸盐)、FCPN、F-MEC；难以燃烧的离子性液体包括EMI-TLF或HMI-FAP。
　　在宇部兴产公司的演讲中，该公司功能产品技术开发部首席部员牛越由浩认为：“在保持目前电池性能的前提条件下，要使电解液具有不可燃性是相当困难的。”
　　演讲中还介绍了应用功能性电解液作为防止热失控现象的手段，防止电池发生过度充电的实例。具体来说，在电解液中添加2质量％的CHB(环己基苯)可以防止电压上升，从而避免热失控现象的发生。由于CHB发生分解时的电压低于电解液的主要成分EC的分解电压，因此，电池单元的温度能够控制在100℃以下。而且，与不添加CHB时相比，添加CHB之后不仅放电容量不会下降，而且还可能提高100个充放电周期之后的容量保持率。
190℃都不会溶化的隔膜
　　在耐热性隔膜方面，东燃化学公司展示了在190℃时不会溶化的产品。目前的隔膜在150℃左右将会溶解，即发生熔化现象。而此次开发的隔膜在190℃时也不会发生熔化现象。
　　锂离子充电电池是否会发生热失控现象，基本取决于190℃以下的温度区间，所以，该公司认为，使用此次开发的隔膜可以提高电池的安全性。至于电池中的微多孔膜的孔洞会由于发热而堵塞，并停止锂离子交换的切断功能，仍然和以前一样，会在大约130℃时发挥作用。
　　而且，此次开发的隔膜是面向混合动力车等高输出功率产品的，所以提高了锂离子的透过性。对于混合动力车来说，瞬间可达到的输出功率是非常重要的指标。东燃化学那须公司研究开发部长河野公一表示，如果使用此次开发的隔膜，在实际应用中即使放电率达到100C，透过性也可以确保不会发生问题。此外，同该公司以前的产品相比，其内阻减少了一半。
　　和东燃化学公司的耐热性隔膜一样，韩国SK公司也自行开发出在190℃时不会溶化的隔膜，并就采用这种隔膜的锂聚合物充电电池进行了演讲。SK公司所开发的电池单元是面向混合动力车应用的，正极采用LiMn2O4，负极采用碳素类材料。在聚合物中含有由DEC(碳酸二乙酯)和LiPF6组合而成的电解液。电池单元单位重量能量密度为110Wh／kg，输出功率密度在DOD为50％时是4000W／kg。
　　该公司在AABC-07的会场上展出了试制的两款样品车，将目前Prius混合动力车中的镍氢充电电池单元置换为SK公司的锂离子充电电池单元。其中一款是混合动力车，采用了功率容量为1.6kWh的电池单元；另一款是插入式混合动力车，采用了7kWh的电池单元。面向插入式混合动力车的锂离子充电电池单元的重量是78kg，容积是75L。
铅蓄电池也在进化
　　对于有可能利用电动机来驱动引擎的弱混合动力车来说，采用铅蓄电池开始具有现实意义。
　　由于目前的铅蓄电池很难获得大电流并且充放电周期寿命特性不佳，因此被认为很难应用于混合动力车。但据介绍，通过对电极进行优化配置，就有可能获得大电流；通过在负极添加碳素以防止劣化，就有可能提高充放电周期寿命特性。
　　美国Enersys公司、瑞典Effpower公司、日本古河电池公司正在开发面向混合动力车的铅蓄电池。Enersys公司开发的铅蓄电池采用圆筒型电池单元，其特点是引出了两对用于放电的接头(通常只有一对)。Effpower公司开发的铅蓄电池采用叠层电池单元，其特点是使用了多孔质的陶瓷作正极。古河电池公司正在开发的超级电池，因为正极采用PdO2、负极采用碳素，因此兼具了铅蓄电池和双电荷层电容器的特性。]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 国半推出系列采用TruTherm技术的温度传感器 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1450.html]]></link>
                             <description><![CDATA[　　美国国家半导体公司(NationalSemiconductorCorporation,简称国半)宣布推出一种名为TruTherm的热能管理技术。TruTherm采用新的测量技术，可以准确测量内置热感二极管的芯片的内部温度。目前国半正推出一系列采用TruTherm技术的全新温度传感器。LM95231是此系列传感器芯片的首款产品。

　　LM95231是一款高精度双通道远程二极管温度传感器，误差不超过±0.75℃。这款芯片内置高精度Σ-Δ模拟数字转换器(ADC)，以免芯片对噪音过于敏感。此外，这款芯片还设有数字滤波、远程二极管故障检测，以及本地温度感测等功能。LM95231芯片还可与SMBus2.0及I2C总线标准兼容。

　　LM95231温度传感器采用8管脚MSOP封装，采购以1,000颗为单位，每颗售价1.50美元(仅供参考)。]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 高效率嵌入式程序开发 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1446.html]]></link>
                             <description><![CDATA[　　引言
　　在多媒体、通信等计算复杂度高的应用中，为了满足制造费用、功耗、性能以及实时性等诸多限制条件的要求，嵌入式系统程序往往需要特殊设计。这使得设计师在设计面向特定应用的嵌入式软件时，需要有一套切实可行的编程准则。而在实际程序设计中，工程师尤其需要考虑对变量的使用和循环程序的处理。
　　变量使用
　　在进行实际程序开发时，变量的使用至关重要,其中使用全局变量比向函数传递参数更加有效，这样免去了函数调用时参数入栈和出栈的需要。当然，使用全局变量会对程序有一些副作用。变量定义的次序会导致最终映像中数据布局的不同，如图1所示。


图1变量映像次序混乱状况
　　由此可见，在声明变量时，需要考虑怎样最佳地控制存储器布局。最好的方法是在编程的时候，把所有相同类型的变?
量放在一起定义。
　　通常，工程师设法使用short或char来定义变量以节省存储器空间。在函数的局部变量数目有限的情况下，编译器会把局部变量分配给内部寄存器，每个变量占用一个寄存器。在这种情况下，使用short和char型变量不但不会节省空间，反而会带来其它的副作用。如图2所示：假定a是任意可能的寄存器，存储函数的局部变量。同样完成加1的操作，32位的int型变量最快，只用一条加法指令。而8位和16位变量，完成加法操作后，还需要在32位的寄存器中进行符号扩展。其中，带符号的变量，要用逻辑左移和算术右移两条指令才能完成符号扩展；无符号的变量，要使用一条逻辑与指令对符号位进行清零。所以，使用32位的int或unsignedint局部变量最有效。某些情况下，函数从外部存储器读入局部变量进行计算，这时候，需要把不是32位的变量转换成32位。至于把8位或16位变量扩展成32位后，隐藏了原来可能溢出异常这个问题，需要进一步仔细考虑。



图2不同类型局部变量的加法程序
　　在程序中，经常会使用switchcase语句，每一个由机器语言实现的测试和跳转仅仅是为了决定下一步要做什么，就浪费了处理器时间。为了提高速度，可以把具体的情况按照它们发生的相对频率排序。即把最可能发生的情况放在第一，发生概率小的情况放在最后，这样会减少代码平均执行时间。
　　通常，工程师总是竭力避免使用冗余变量，以精简程序。一般情况下这样做是正确的，但是也有例外，如下所示：
　　intf(void);
intg(void);?????????????
?file://f()和g()不访问全局变量errs
interrs;???????????file://全局变量
voidtest1(void)
{errs+=f();
???????????????errs+=g();
}
voidtest2(void)
{intlocalerrs=errs;??
//定义冗余的局部变量
????localerrs+=f();
????localerrs+=g();
????errs=localerrs;
}
　　在第一种情况test1()里，每次访问全局变量errs时都要先从相应的存储器下载到寄存器里，经f()或g()函数调用后再存储回原来的存储器里面。在该例子中，一共要进行两次这样的下载/存储操作。而在第二种情况test2()里，局部变量localerrs被分配以寄存器，这样一来，整个函数就只需要一次下载/存储全局变量存储器了。尽量节省存储器访问的次数，对于提高系统性能非常有用。
　　循环程序的处理
　　计数循环是程序中常用的流程控制结构。在C中，类似下面的for循环比比皆是：
　　for(loop=1；loop
　　这种累加计数的方法符合一般的自然思维习惯，所以比下面的递减计数方法使用更多：
　　for(loop
　　这两者在逻辑上并没有效率差异，但是映射到具体的体系结构中，就产生了很大的不同。
　　累加法比递减法多用了一条指令，当循环次数比较多的时候，这两段代码就会在性能上产生明显的差异。分析其本质原因，在于当进行一个非零常数比较时，必须用专门的CMP指令来执行；而当一个变量与零进行比较时，ARM指令可以直接利用条件执行的特性(NE)来进行判断。很多时候循环展开由编译器自动完成，不过应注意对中间变量或结果被更改的循环，编译程序往往拒绝展开，这时候就需要工程师自己来做展开工作了。

　　尤其值得注意的是，在有内部指令cache的CPU上(如ARM946ES芯片)，因为循环展开的代码很大，往往会出现高速缓冲存储器溢出。这时展开的代码会频繁地在CPU的高速缓冲存储器和内存之间来回调用，又因为高速缓冲存储器速度很高，所以此时循环展开反而会变慢。同时，循环展开会影响矢量运算优化。
　　ARM处理器核对NZ(零比较转移)有特别的指令处理，速度非常快，如果你的循环对方向不敏感，可以由大向小循环。需要注意的是，如果指针操作使用了i值，这种方法可能引起指针索引超界的严重错误(i=MAX+1)。当然你可以通过对i做加减运算来纠正，但是如果这样就没有提高效率的作用了。
　　结语
　　本文对高效率嵌入式ARM程序开发总结了一些编程技巧。在实际的嵌入式系统开发中，可以大大的提高系统的性能，特别是在多媒体和通信等复杂度高的应用?
中，对程序设计具有指导意义。]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 新型模块式高频高压大功率开关电源的设计 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1440.html]]></link>
                             <description><![CDATA[　　本文介绍PF1000A-360型AC/DC功率变换模块和IPM-4M型全桥式DC/AC高频大功率变换模块组合设计出新型模块式高频(22-25KHZ)高压(100V-120V)大功率1000W开关电源。又阐明这开关电源设计方法和工作原理及模块特点。

1、问题的引出
?
1.1电力电子技术的发展
?
　　在电力电子技术中，开关电源占有重要地位，而现代电力电子技术的繁荣与开关电源（特别是高频开关电源）的发展　　紧密联系在一起，则高频化是现代电力电子技术焦点之一。但现代高频开关电源技术的进步得力于新理论、新技术、新器件、新材料的支持。其应用空间迅速扩展，除了计算机、电机变频控制、电悍、电镀、电感加热、超声波加工（清洗）等所用的变流设备在原有基础上升级换代外，荧光灯和新型电光源的镇流器，现代办公设备、通讯装置、运载工具、移动军事装置、航空、航天、航海装置等，都开始将注意力转向以高频变换为代表的现代电力电子技术，许多新的应用领域中其热点也陆续发展并选中高频开关电源(DC/AC)。
?
1.2市场的需要
?
　　在上述这些应用领域中很重要的是要求高可靠的高频高压大功率的开关电源。根据现代电力电子技术关于高频电源电路应集成化、智能化及模块化的又一特点，纵观目前市场，由于国内在此方面起步较晚，因而具备这一特点的高可靠高频大功率开关电源还处于开发研制(包括国外厂商在内)之中，即使有,也只是AC_DC或DC_DC的±48v、±24v等常用通讯用的开关电源。
?
　　面对这新的桃战和机遇，我们采用了日本联美兰达（NEMIC-LAMBDA）公司产的PF1000A-360型AC/DC功率变换模块和IPM-4M型全桥式DC/AC高频大功率变换模块并将其前后级相连又与高频大功率脉冲变压器T等一起组合而成新型模块式高频(22-25)KHZ高压(100V-120V)大功率（1000W）开关电源,并作为信号源(或称超声波发生器)与换能器匹配组合成高声高强度超声波管道清洗机。值此，该新型高频高压大功率开关电源设计方案作一分析介绍。
?
2、设计思想
?
　　对高频高压大功率开关电源而言，其程式应该由前级AC-DC(市电交流输入220v变换成直流高压)和后级DC-AC(直流高压逆变成高频高压)两大主要部分组成。
?
　　按目前常规的设计，前级AC-DC往往采用市电220v交流输入经整流滤波；而后级采用电源管理IC（电源控制芯片）和全桥大功率管(MOSFTT管或IGBT管)及脉冲大功率变压器一起组成的零电压开通、关断的谐振电路（ZVS）拓扑方式来实现DC-AC。

?2.1这种分立组合式的设计程式对高频大功率电力电子技术来说有较大缺陷
?
　　首先分析后级DC-AC。虽然电源管理器(控制芯片IC)功能很强，但由于仍属分立组合，故制作调试烦琐，特别是与大功率管连接的功率驱动部分往往都是小型高频变压器与驱动三极管的合成，所以在负载匹配上经常出现由于连线分布电容和电感所形成的尖峰脉冲将击穿或烧毁；再看前级AC-DC，进行AC-DC,是将输入交流的220V市电变换成直流高压(320V-350V)的大功率变换，若是采用一的般的桥式整流加滤波，则在交流电源一个周期内，其整个开关电源只有很短时间从交流电源吸取电流，输入脉冲电流的峰值很大，它含有非常高的谐波分量（三次谐波尤为突出），由于只有输入电流的基波分量才能产生有功功率，因此开功率因素很低，同时，谐波电流还会严重污染电网，并干扰其它设备。
?
2、模块化技术的应用方案是克服上述缺陷的最有效设计
?
3.1选用合适功率变换模块电路
?
　　前级AC-DC大功率变换为了提高功率因素，限制电流畸变和谐波，必须必须采用功率因素校正（PowerFactorCorrection,简称PFC）新技术，即具有谐波和功率因素校正及各种过压、过流等保护功能的功率变换模块电路。
?
　　据此，采用了日本NEMIC-LAMBDA公司产的PF-1000要-360型AC-DC大功率变换模块，将(AC)交流输入220v成直流(DC)360v.其PF-1000A-360型AC-DC变换模块内部框图，见图2所示。交流输入220v加到PF功率变换模块的输入引脚AC(L火线)和AC(N零线)，经功率因素和谐波校正后,从PF模块的引脚+U0和-Uo输出。
?

?PF-1000A-360型AC-DC大功率变换模块简介：
?
　　*模块PF-1000A-360型AC-DC变换模块技术指标：其输入电压为交流170V—265V，而输出电压为直流360V;输出为直流电流2.8A-4.2A;输出功率为1008W-1512W；典型浪涌电流60A；最小功率因素为95%；输出电压精度为±2%；

　　*模块的特点:可实现功率因素和谐波校正，效率高达95%以上。带有过压保护、过热保护和输入浪涌保护等保护电路。模块内部将功率电路和控制电路集合在一起，使用起来非常方便。
?
　　*PF-1000A-360型引脚功能:
?
　　IOG-升压变换器工作监视引脚。正常工作时，IOG端为低电平，若IOG端为高电平，表示该模块出故障。
?
　　SG--信号地，在模块内部与负输出引脚-Uo相连。
?
　　ENA--电源“接通”监视引脚,用于监视PF模块输出电压,当PF模块输出电压处于其正常电平(360VDC)时为低电平。AUX--辅助电源输出引脚，在最大输出电流为10MA时，输出电压范围为12V—20V.PC--并联工作控制引脚,只要直接将该模块PC引脚与另一模块的PC引脚相连，则两个模块就可并联工作，最多允许五个同功率模块并联。
?
　　R1--外接浪涌限流电阻，用它可以限制电源刚接通时的浪涌电流，若不接，则模块不应正常工作,实际上R1(4.2Ω/2W)应与F3温度保险丝(250V2A130℃)相串接而成。
?
　　外形尺寸（长*宽*厚）为：146mm*86mm*125.mm模块使用时应按装在散热板上。
?
3.2后级DC-AC的设计
?
　　后级DC-AC的设计,是采用IPM-4M全桥式DC-AC高频大功率变换模块，该(DC-AC)IPM—4M模块(见图3所示),应用美国IR公司的功率器件和贴片工艺生产。用户可以简单方便地直接利用它或其组合设计制作、成各类高频大功率开关电源。

?
　　那为什么后级DC-AC要选用IPM-4M全桥式DC-AC高频大功率变换模块？通过对该模块内部结构分析就一目了然，从图3中可看到：
?
　　*具有功能较强的电源管理器电路（电源控制芯片），即电流型PWM及辅助保护电路：
?
　　所谓电流型即在比较器的输入端直接用感应到的输出电流信号与误差放大器进行比较，来控制输出的峰值电流跟随误差电压变化。这种控制方式可以改善整个开关电源电压和电流的调整率，改善整个系统的瞬态响应。电流型PWM还具有重选脉冲抑制电路，消除在一种输出里出现两个连续脉冲的可能性。这对于半桥电路或全桥电路组成的开关电源能否可靠工作是极为重要的。
?
　　*内含IC驱动电路代替脉冲变压器隔离：
?
　　在半桥电路或全桥电路中高端和低端的驱动器是不供地的，一般采用脉冲变压器隔离。当频率在数Hz到数百KHz范围内变化时，普通的脉冲变压器是无法胜任的。而采用IC驱动电路就不存在上述问题，它的固有死区能防止产生直通信号，它的图腾柱电路能吸收桥电路的“米勒效应”。
?
　　*采用全桥DC-AC变换器：
?
　　采用性能优良的MOSFET或IGBT，在公共接地点上伴有0.1Ω的电流取样电阻，它能感应到内部任一桥路或任一桥路的外部过流、短路，将检测信号送往保护辅助电路进行判断调整或极限保护。并有4×1500pf电容，输出串接1mH电感可成为零电压开通、关断的谐振电路(ZVS)。
?
　　*应用P1电流检测，实现恒流控制：
?
　　将流过第P1脚的电流感应检波取样送至第9脚，经过调整送至第8脚可进行恒流控制。
?
　　*具有辅助电源供电流型PWM及辅助保护电路正常工作：
?
　　由启动电源和内反馈电源组成，它要求电压在20-500V范围内能正常工作(一般情况下在交流220V整流后350V-360V直流电压下工作)。

　　由其模块内部结构分析所知，它大大减少或克服了后级(DC-AC)分立组合所带来的制作调试麻烦和大功率管被击穿或烧毁等弊病。只需方便的使用模块的引脚，就可实现功能DC-AC。

　　为便于应用，值此将模块特点作一介绍：IPM-4M全桥式DC-AC高频大功率变换模块特点。
?
　　*模块DC/AC变换方式
?
　　*全桥式功率输出，内装4只MOSFET大功率三极管
?
　　*工作频率可10Hz-150KHz调节
?
　　*输出电压稳定可调，改变输出脉宽值?
?
　　*适应工作电压范围宽:20v-500v
?
　　*模块工作电流0-20A
?
　　*可作为驱动器进行大功率扩展
?
　　*外形尺寸（长宽厚）为：115mm*66mm*23mm.
?
　　*模块使用时应按装在散热板上
?
IPM-4M模块输出引脚使用说明：
?
　　*模块左下角圆点为顺序脚P1为第1脚
?
　　*P1、DC+正电源输入：可在20V-500V电压范围内使用
?
　　*P2、AC功率脉冲宽度调制波输出：波形极性与P3相反
?
　　*P3、AC功率脉冲宽度调制波输出：波形极性与P2相反
?
　　*P4、DC-负电源输入（或地端）
?
　　*P5、UHO全桥脉冲电流取样输出：当内接取样电阻0.1Ω时动作电流为4A时,P4和P5之间每并接一只0.1Ω电阻，可使最大工作电流增加4A，注意：视在功率不应超过1200VA(P1点电压乘以流过P1电流)
?
　　*P6、RT频率调整：此脚悬空时，P2、P3输出标称频率(各模块均有标注，本介绍的模块为22KHz)。当P6和P4之间接入100KΩ精密电位器时，改变阻值可使在标注频率f在0—150KHz范围内变化。
?
　　*P7、V0光隔离反馈脉宽调制地电位。
?
　　*P8、Vin光隔离反馈脉宽调制信号输入：当反馈信号大于2.5V时,P2、P3输出脉冲宽度减小，使反馈信号平衡在2.5V
?
　　*P9、P1,电流检测信号隔离输出：在P7、P8、P9之间接微调电阻（P8接电阻抽头），调整它可改变P2、P3输出或做电流整定。不用时此脚悬空。
?
　　*模块使用时应按装在散热板上。
?
　　由于DC/AC模块应用领域很多，但大多数都使用到了高频大功率变压器，现提供设计公式和例子。
?

　　E=U1为变压器初级直流电压
?
　　N1为初级匝数；
?
　　E=U1为加在变压器初级的最高电压；
?
　　f变压器的工作频率；
?
　　S磁芯的有效面积；
?
4.44为系数(对正弦波—4.44)或4(对于矩形波--4)；
?
4、模块式高频(22-25KHZ)高压(100V-120V)大功率（1000W）高频开关电源的设计方案
?
4.1技术要求：
?
　　输入电压：交流220v
?
　　输出脉冲电压：幅值为100v-120v、频率f为(22-25)Khz±1%，其占空比D为0.4-0.5为可调。
?
　　输出功率:为1000W
?
　　输出高频大电流可采用LED数字显示
?
　　工作频率f可采用LED数字显示
?
　　脉冲输出电压通过LC谐振电路应在超声波换能器二端获得高频(22-25)KHz高压的正弦波
?
4.2该高频高压大功率开关电源设计电原理框图
?
　　具体介绍分析如下:从图4可看出该开关电源由前级IC1的PF1000A-360型AC/DC大功率变换模块和后级IC2的DC/ACIPM—4M模块相连并与高频大功率脉冲变压器T等三大部分一起组合而成,即成为超声波管道清洗机的信号源（超声波发生器）。具体介绍如下:

?
　　①模块式高频高压大功率开关电源的工作调试过程
?
　　②合上进线交流电源220V后，当IC1的(AC/DC)PF-1000A-360型变换模块输出电压为直流360V并加于IPM-4M(DC/AC)模块IC2的P1、P4引脚上时，则输出脉冲变压器(功率应大于1200W)T的初级二端P2与P3上(接自IPM-4M模块全桥型功率管对角线端)将并获得360V高频(22—25)KHz脉冲电压。
?
　　③脉冲输出电压取决于大功率脉冲变压器T次级N2端不同的匝数,可获得的幅值为100v-120v的脉冲电压,见图4右上角所示。
?
　　④输出电压工作频率f：为(22-25)Khz±1%其占空比D为0.4-0.5为可调
?
　　⑤?IC2的P2、P3引脚上有脉冲波形输送,调整W3便可看到脉宽变化。
?
　　⑥当K1、K2在断开位置，频率计显示模块标称频率22KHz。当合K1上时，减少W1阻值，频率将向高端变化。当K2合上时，增加W1阻值，频率将向低端变化。根据需要来决定使用参数。
?
　　⑦调整W3，可改变稳定的输出电压的幅值。
?
　　⑧调整W2，可改变输出电流输出值。这个功能不用时可悬空。
?
?
5、大功率高压(100v-120v)高频(22-25KHz)正弦波的实现
?
　　当大功率脉冲变压器T次级N2输出的100v-120v的脉冲波电压加到LC谐振电路(其L为可调高频电感线圈,C为超声波换能器的等效电容,由此则组成LC谐振器，见图4右上角虚线所示),通过调整高频电感线圈L可使谐振器得到串联谐振，其谐振频率f0为换能器固有频率并在电容C(换能器)两端将获得谐振后的高压高频(22-25KHz)正弦波,见图4右上角所示.以上整个过程实现了从AC-DC再从DC-AC高频(22-25KHz)高压(100V—120V)大功率(1000W)的输出。
?
结束语
?
　　(AC-DC)PF-1000A-360模块与(DC-AC)IPM-4M模块用途很是广泛，用它们组合成的新型模块式高频高压大功率开关电源其设计、调试、制作简单方便，实践证明与由PF-1000A-360模块和移相谐振软开关PWM全桥控制芯片ML4818及MOSFET大功率管分立组合应用方案相比较,该模块式高频高压大功率开关电源作为信号源(或称超声波发生器)经与大功率超声波换能器配套反复使用和现场运行，其性能稳定可靠，彻底克服了以往用单个集成和分立式大功率管组合而成的开关电源那种经常被烧毁、击穿及故障率高、维修难等不足之处，经反复使用，该新型模块式高频高压大功率开关电源实现了高效率（效率达95%以上）高可靠免维护，是属新一代高频高压大功率开关电源技术和产品。]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ Maxim可编程传感器信号处理器 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1439.html]]></link>
                             <description><![CDATA[　　日前，MAXIMIntegratedProducts推出一款低功耗、低噪声、多通道、16位可编程传感器信号处理器MAX1464。该器件具有放大、校准、线性化处理以及温度补偿功能。MAX1464拥有强大的综合功能，在无需任何外部调理元件的情况下获得传感器固有的可重复性。

　　MAX1464可将传感器输出灵敏度范围调理为1mV/V~1V/V。MAX1464专为工业、汽车电子以及过程控制应用优化，适用于多种传感器应用，包括压力检测与补偿、RTD与热电偶线性化处理、重量测试与分类以及带有一定指示功能的远端过程监视。

　　MAX1464内含两路16位电压输出DAC和两路12位PWM，可分别指示每个温度补偿传感器信号，可以是信号之和或信号之差，或由用户自定义的每个信号与温度之间的关系。附加的运算放大器可用来缓冲DAC输出、驱动较大的外部负载，并提供额外的增益和滤波。MAX1464还集成了一个16位CPU、用户可编程的4kBFLASH程序存储器、128字节的FLASH用户信息，一个16位ADC、四个满摆幅输出运算放大器，一个SPI&#8482;兼容接口、两个GPIO以及一个内置的温度传感器。

　　MAX1464采用28引脚SSOP封装，5.0V单电源供电。提供汽车级、工业级以及商业级工作温度范围，起价$3.35(10,000片起，美国离岸价)。可提供评估板，以加速设计进程。]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item><item>
                             <title><![CDATA[ 无线传感器网络自组网协议的实现方法 ]]></title>
                             <link><![CDATA[http://www.pf001.com/blog/lanlan527/article/1438.html]]></link>
                             <description><![CDATA[　　无线传感器网络具有非常广阔的应用前景[1]。文献[2]给出一种传统的洪泛算法（Flooding），也是最早、最简单的路由协议。节点以广播的形式发送消息，接收到消息的节点再以广播形式转发数据包给所有的邻节点，这个过程重复执行，直到数据包到达目的地或者达到预先设定的最大跳数。文献[3]提出了最具代表性的层次型自组织算法（LEACH，LowEnergyAdaptiveClusteringHierarchy)。LEACH是MIT的Heinzelman等人为无线传感器网络设计的低功耗自适应聚类路由算法，主要通过随机选择聚类首领、平均分摊中继通信业务来实现。文献[4]给出以数据为中心的自组织算法SPIN（SensorProtocolsforInformationViaNegotiation）。它的主要思想是通过高层的描述方式——元数据来命名传感数据。在发送真实的数据之前，传感器节点广播采集数据的描述信息元数据，当有相应的请求时，才有目的地发送数据信息。这些研究均在无线传感器网络的自组织算法上取得进展，但是，Flooding存在消息“内爆”和“重叠”的缺陷；LEACH的动态分簇带来了拓扑变换和大量广播这样的额外开销；SPIN中的元数据没有统一的形式，且其拓扑变化是局部性的，因此不适用于需要高可靠性的应用。还有很多其他相关算法停留在理论研究阶段。
　　针对这种研究现状，本文提出一种简单易实现的自组织协议，选用MSP430F149单片机设计了微型传感器节点，并实现了一种低功耗无线网络。
1自组织协议
　　在协议中，通过定义数据包的格式和关键字来实现节点的自组织。
1.1?协议格式
　　自组织协议格式如下：
500)this.width=500"border="0"src="http://www.dzsc.com/data/uploadfile/200792991619300.gif"/>
　　其中，Pre表示前导码，这些字符杂波不容易产生，通过测试和试验发现，噪声中不容易产生0x55和0xAA等非常有规律的信号；Key表示关键字，用来区分各种情况下的数据，接收节点会根据这些关键字分别进入不同的数据处理单元；From表示源地址，是发送数据的节点自身信息；Final表示数据的目标地址；Data表示有效数据，这些数据随着字符Key的不同采用不同的格式，可携带不同的信息；Check表示检验位，可避免接收错误的数据包；Flag表示数据包的结束标志位。
　　根据协议格式中的Key，可以将节点通信时捎带的数据包分为自组网信息、环境突变信息、上位机的控制命令、广播信息等。节点在发送状态突变时的数据包格式如下：
500)this.width=500"border="0"src="http://www.dzsc.com/data/uploadfile/200792991619449.gif"/>
　　其中，0x55和0xAA为数据前导码，0xFF为传感器节点在感测到其状态突变时向外发送数据的关键字，0x11表示发送节点的地址，0x00为数据包要到达的目标地址，0x01表示数据包在网络传输中的跳数，接着的0x01表示节点在当前网络中的级别，0x15表示节点当时采集的温度，0x20表示节点当时采集的电源电压值，0x03表示节点的状态量,0x00…0x00为11个字节的有效数据，可记录数据包经过节点的地址，0x3A为前面核心数据和的低8位，作为数据包的检验码，0xBB为数据包的结束标志。
　　接收节点需要向发送节点做出应答，应答状态突变时的数据包格式如下：
500)this.width=500"border="0"src="http://www.dzsc.com/data/uploadfile/200792991620496.gif"/>
　　其中，0xFF就表示应答状态突变的关键字，后面分别是发送节点和接收节点的地址。
1.2?自组网过程
　　网络包含一个与上位机相连接的基站节点和若干传感器节点。基站节点上电初始化后就进入低功耗模式。传感器节点随机布放，上电初始化后，传感器节点首先会向基站节点发出请求分配级别的命令，然后进入低功耗状态并打开定时器。若在设定时间内收到基站节点分配的级别，该传感器节点就会向基站节点发送自组织信息的数据包。如果在设定时间内没有收到基站节点分配的级别，该节点会从低功耗状态唤醒，再次发送请求分配级别的命令，如此循环。当传感器节点发出请求基站分配级别的命令达到设定上限后，但仍然没有确定自己在网络中的级别时，该节点就会向全网发出广播命令，然后进入低功耗状态并打开定时器。定时时间到，节点重新回到发射广播命令状态。当传感器节点发射广播的次数达到设定值时，该节点就会将接收到的应答信息进行整理，确定自己在网络中的级别，并确定上级、同级和下级节点的相关信息。该节点再向上级节点发送包含这些信息的数据包，直到数据包传送到基站节点，从而确定整个网络的拓扑结构。节点的自组织流程如图1所示。
500)this.width=500"border="0"src="http://www.dzsc.com/data/uploadfile/200792991620120.gif"/>
图1?节点的自组织流程
2?硬件研制
　　为了验证提出的自组织协议，本文选用了片上资源丰富的MSP430F149单片机作为处理器，研制了一种微型传感器节点[5]。
2.1?总体方案
　　系统由基站节点和传感器节点组成。节点硬件选择了支持低功耗工作模式的MSP430F149单片机和NRF905射频模块，使用32768Hz的低频晶振，采用2节5号电池供电。在设计节点的过程中，拨码开关、蜂鸣器、LCD指示灯的设计极大方便了实验的调试。
2.2?节点设计
　　图2为传感器节点的框图，该节点使用电池供电，体积小巧，只有打火机般大小。
500)this.width=500"border="0"src="http://www.dzsc.com/data/uploadfile/200792991620178.gif"/>
图2?传感器节点框图
　　MSP430系列单片机是TI公司生产的一种混合信号控制器，其突出优点是低电源电压、超低功耗，可采用电池工作，有很长的使用时间[6]。
　　NRF905是挪威NordicVLSI公司推出的单片射频收发器，低电压工作，功耗非常低，工作于433/868/915MHz三个ISM(工业、科学和医学)频道，频道之间的转换时间小于650μs[7]。ShockBurstTM工作模式，能自动处理字头和CRC(循环冗余码校验)。通过SPI串口与微控制器通信，使用非常方便；内建空闲模式与关机模式，易于实现节能。NRF905适用于无线数据通信、无线开锁等诸多领域。
　　天线的设计是整个系统设计的一个非常重要的环节。系统功耗的高低以及网络性能的好坏与天线的设计都有密切关系。天线部分的设计采用整体PCB环行差分天线。与传统的鞭状天线相比，不仅节省空间，降低生产成本，机构上也更稳固可靠。
　　因为本文主要研究无线传感器网络的自组网和低功耗技术，所以只选择了MSP430系列单片机的内部集成热敏二极管来测量节点的工作温度，但预留了大量外接传感器接口，外接传感器的信号能以中断方式唤醒节点。
2.3?系统功耗
　　传感器节点采用电池供电，功耗的高低直接影响整个网络的生命期。系统的功耗不仅与选择的元器件有关，还与整个网络的控制策略有关。采用不同的控制策略，系统的工作时间就会不同。若希望节点工作一年的时间（365×24=8760小时），则理论上要求平均工作电流约为263μA（2300÷8760）。发射数据到接收应答的工作时间约为50ms，这样可推算出每次工作前的平均休眠时间为2.3s[8]。实际应用中，可以根据网络的反应速度和信息的采样率来选择系统工作和休眠的时间。
3?软件开发
　　低功耗系统的设计是一种综合硬件和软件为一体的技术，必须在使用低功耗芯片的同时，采用智能的控制策略。例如,让系统在需要工作时全速运行；而当整个系统处理完事件就进入低功耗模式，等待外部事件的唤醒。
　　系统软件包括基站节点软件、传感器节点软件和上位机处理软件。
3.1?基站节点软件
　　基站节点的主程序比较简单，初始化后就进入低功耗模式，等待外部事件唤醒。外部事件包括串口中断事件、接收到数据事件和定时器的中断事件。
　　图3给出了基站节点的串口中断流程。
500)this.width=500"border="0"src="http://www.dzsc.com/data/uploadfile/200792991620691.gif"/>
图3?基站节点串口中断流程
　　为了防止串口通信过程中丢失数据，软件设计上加了握手协议。当基站节点每发送一个数据包给上位机时，上位机都会向基站节点发送应答信号，直到数据包发送给上位机。接收到数据包后，节点会从低功耗模式中唤醒,根据接收到的数据中标志位的不同字符分别进入不同的处理单元。
　　当多个传感器节点同时与某个传感器节点通信时，存在挣抢信道的现象。为了避免多个传感器节点同时与某个传感器节点通信造成数据丢失，软件上采用一定的退避机制。一方面，利用射频芯片NRF905的CD（载波侦听）信号来产生随机延时，以避免同时发送信号；另一方面，当一个传感器节点与某个传感器节点建立了通信通道时，其他发送数据的节点会增加发射数据的次数。
3.2?传感器节点软件
　　传感器节点初始化后，首先发送请求基站节点分配级别的命令，同时打开一个定时唤醒的定时器；然后进入低功耗模式，等待外部事件的唤醒。若传感器发送请求基站节点分配级别的次数达到设定上限，仍未确定节点在网络中的级别，则该节点就会向周围传感器节点广播信息。当广播次数达到设定值时，传感器节点就根据收到的信息确定自己的级别以及与该节点有直接联系的节点的信息，并把这些信息发送给基站节点。传感器节点的外部中断事件包括接收到数据事件、定时器中断事件、状态突变事件。
　　当传感器节点检测到状态突变后，会从低功耗状态唤醒，并及时采集此时的环境参数（包括状态量、温度值及节点电压值），将这些数据发送出去。该数据包通过单跳或多跳到达基站节点并在上位机软件上显示。
3.3?上位机处理软件
　　为了监测整个网络情况，需要在主机上建立良好的人机交互界面。采用VisualBasic(VB)来设计人机界面。利用VB的MSComm控件实现上、下位机的串口通信，利用其他控件实现对无线传感器网络的分析、显示和操作。
　　上位机主程序主要完成一些变量和控件初始化，然后等待串口数据。数据的接收和发送都是由中断程序完成的，其流程如图4所示。
500)this.width=500"border="0"src="http://www.dzsc.com/data/uploadfile/200792991620312.gif"/>
图4?上位机的串口中断流程
　　上位机接收到完整的数据包后，会根据数据包中的关键字进行不同的处理。发送数据时，根据保存的网络数据计算中转数据的路径。为节约基站节点的能量，网络中有很多的数据处理是在上位机中进行的。
4?实验结果
　　系统研制完成后，需要设计实验来考核自组网效果及网络性能。实验中，首先关注的问题是随机分布的传感器节点在自定义的组织协议下的组网情况。为了考核自组织效果，首先让基站节点通过串口与上位机相连并打开上位机处理软件；然后打开传感器节点的电源，并通过人工安放或者随机撒播方式布置好传感器节点。
　　借助上位机的处理软件，可以非常清楚地看到整个网络的拓扑结构和网络节点的环境参数。当上位机处理软件检测到网络内的传感器节点后，会在上位机上进行显示并保存传感器节点的数据。图5为系统演示的11个传感器节点自由组网时界面的显示情况。组网时间约3min。
　　图5中的黑色曲线为数据的传输路径。当鼠标点击某个节点，会弹出该节点的信息采集卡。信息采集卡反映了节点的状态量、温度值、电压值以及剩余能量，通过采集卡可直接对该节点进行远程控制。
500)this.width=500"border="0"src="http://www.dzsc.com/data/uploadfile/200792991620659.gif"/>
图5?网络拓扑及数据传输路线图
　　在检测网络性能的实验中，让传感器节点一级一级分布下去。通过上位机软件可以很清楚地看到所投放的传感器节点可组成的最大跳数的网络拓扑结构。当网络组成后，可通过上位机界面对网内各个节点进行远程控制；当各个节点发生状态突变时，会以中断形式唤醒节点，以能量优先的原则逐级传送到基站节点，并在上位机界面上进行相应显示。
　　当新的传感器节点加入到网络中，系统会及时反映新加入节点。当系统检测到传感器节点由于电源电压低于工作电压，或人为破坏引起失效时，会从网络中删除该节点的拓扑结构及相关信息，检测方法有手动刷新和定时采样两种。网络内传送的数据都保存在网络数据库中，便于查寻。通过上位机软件还能够对网络进行复位，让所有传感器节点进行重新组网。
结语
　　本文首先提出了一种无线传感器网络的自组织协议，然后选用MSP430F149和NRF905设计了微型传感器节点，并实现了一种低功耗无线网络，其特点如下：
　　①?利用无线通信携带的信息自动生成多级网状网络，并按能量优先的原则自动生成数据的传输路径。
　　②?采取应答和退避机制，防止多个传感器节点向一个节点发送数据时所导致的数据丢失。
　　③?无线通信的双向性，不仅被动显示各个传感器节点的信息，还可主动对每个传感器节点进行远程控制。
　　④?使用支持低功耗工作模式的硬件，配合软件上的智能控制策略来实现系统低功耗，尽可能延长网络寿命。]]></description>         
                             <author>lanlan527</author>
                             <category>个人博客</category>
                             <pubDate>2008-12-05 03:57:30</pubDate>
                         </item>  </channel>
                    </rss>
      